隨著IC技術(shù)的發(fā)展, 高精度計(jì)時(shí)芯片 (TDC) 逐漸普及, 閾值比較法時(shí)差法超聲波流量計(jì)在測(cè)量環(huán)境較好的場(chǎng)合, 能夠達(dá)到較高的精度, 應(yīng)用效果較好, 比如說水表和熱表。但是在測(cè)量環(huán)境較差的場(chǎng)合, 由于流場(chǎng)不穩(wěn)和雜質(zhì)干擾等原因, 超聲回波信號(hào)會(huì)出現(xiàn)幅值衰減的現(xiàn)象, 導(dǎo)致流量測(cè)量出現(xiàn)錯(cuò)誤。相關(guān)法超聲波流量計(jì)雖然能夠克服超聲回波信號(hào)幅值衰減導(dǎo)致流量測(cè)量錯(cuò)誤的情況, 但是由于其存在計(jì)算復(fù)雜、價(jià)格高的缺點(diǎn), 應(yīng)用也存在問題。針對(duì)以上問題, 本文提出了以“測(cè)檢結(jié)合”為核心思想的時(shí)差式超聲波流量測(cè)量方法。依靠閾值比較法獲得較高的渡越時(shí)間測(cè)量精度, 同時(shí)依靠包絡(luò)線相關(guān)法對(duì)波形質(zhì)量進(jìn)行判斷, 保證***終求得的流量的正確性。本論文提出的方法, 能夠兼顧精度、穩(wěn)定性和抗干擾能力同時(shí)計(jì)算相對(duì)簡(jiǎn)單、價(jià)格較低[1,2]。

  時(shí)差法超聲波流量計(jì)測(cè)量原理如圖1所示, D為管道內(nèi)徑, v為流體流速, θ為換能器連線與管道中軸線的夾角。t1 (t2) 為超聲波從換能器A (B) 到換能器B (A) 的傳播時(shí)間。流體流速v的計(jì)算如式 (1) 。

  式 (1) 中, c為超聲波在流體中的傳播速度, △t=t2-t1。在已知c的情況下, 流速v的基本要求是準(zhǔn)確測(cè)量出超聲波信號(hào)在管道中的順逆流傳播時(shí)間差△t。本文采用基于閾值比較法的高精度時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換芯片TDC進(jìn)行傳播時(shí)間的測(cè)量, 其測(cè)量的基本原理如圖2。

  以激勵(lì)脈沖觸發(fā)換能器A產(chǎn)生超聲波信號(hào)作為計(jì)時(shí)的起點(diǎn), 以換能器B接收的信號(hào)幅值高于閾值時(shí)刻為終點(diǎn), 就可以測(cè)量出超聲波的傳播時(shí)間。閾值比較法測(cè)量順逆流信號(hào)時(shí)差的關(guān)鍵在于固定閾值Vth需截取到回波信號(hào)相同位置的波峰[3]。

  根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求, 系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)包括微處理器模塊, 驅(qū)動(dòng)模塊、信號(hào)收發(fā)控制模塊、信號(hào)處理模塊、高精度計(jì)時(shí)模塊、AD采樣模塊、電源模塊和液晶顯示模塊幾部分組成。系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)圖如圖3所示。

  圖3即為各個(gè)模塊之間的連接關(guān)系, 其中電源模塊為每個(gè)模塊供電, 包含±30 V、±5 V和+3.3 V。高精度計(jì)時(shí)模塊中, 其測(cè)量精度直接影響流量的計(jì)算, 因此本論文選擇的計(jì)時(shí)芯片為Maxim公司的MAX35101芯片, 其典型分辨率達(dá)到20 ps, 滿足本系統(tǒng)要求[4]。AD采樣模塊中, AD采樣速度影響采集到的波峰值與實(shí)際值之間的誤差, 因此本論文選擇ADI公司的AD9280芯片, 其采樣速度***高可以達(dá)到32 MHz, 滿足本系統(tǒng)要求。

  由于超聲回波信號(hào)幅值較小, 不能滿足后續(xù)高精度計(jì)時(shí)模塊的測(cè)量需求, 同時(shí)超聲回波信號(hào)在傳遞工程中也受到各種噪聲的干擾, 影響高精度計(jì)時(shí)模塊計(jì)時(shí)精度, 所以需要對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行放大和濾波處理, 保證到達(dá)高精度計(jì)時(shí)模塊的超聲回波信號(hào)幅值可以滿足測(cè)量需求并且不會(huì)受到噪聲干擾[5]。

  當(dāng)接收到的信號(hào)包含的噪聲為主要矛盾, 噪聲幅度遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信號(hào)幅度, 則需要先進(jìn)行濾波, 然后再放大。因?yàn)榧僭O(shè)先對(duì)信號(hào)進(jìn)行放大, 接收到的信號(hào)噪聲幅度較大, 放大器將輸出飽和, 導(dǎo)致信號(hào)被進(jìn)一步削弱, 就算后繼濾波做得再好也已經(jīng)沒有意義。

  當(dāng)接收到的信號(hào)和噪聲幅度都很小。這種情況下為了盡量多的保存信號(hào)的信息需要先進(jìn)行放大, 再濾波。放大不會(huì)導(dǎo)致飽和輸出, ***大程度上保存了原始信號(hào)。假設(shè)先濾波再放大, 則可能在濾波過程引入其他微弱干擾同時(shí)可能使信號(hào)產(chǎn)生一定的畸變, 這就相當(dāng)于加入了噪聲。這種情況需要先進(jìn)行放大處理[6]。

  考慮到本系統(tǒng)中噪聲信號(hào)小于超聲回波信號(hào), 所以選用先放大后濾波的方案。信號(hào)處理模塊示意圖如圖4所示。

 另外, 由于芯片允許的輸入模擬信號(hào)為0~2 V, 而經(jīng)過超聲回波信號(hào)處理模塊處理后的超聲回波信號(hào)為峰峰值約為1 V的交流信號(hào), 不能滿足條件, 所以要對(duì)超聲回波信號(hào)進(jìn)行進(jìn)一步處理。

 本文選擇采集半波的方案, 即將超聲波信號(hào)放大到峰峰值接近4 V交流信號(hào), 然后通過半波電路得到峰值2 V的超聲半波信號(hào), 送入采樣芯片采樣。AD采樣模塊原理圖如圖5所示。

  進(jìn)入放大電路的超聲回波信號(hào)是電容之前沒有抬升的超聲回波信號(hào), 放大電路有兩路, 分別用來放大順流和逆流兩路超聲回波信號(hào), 兩路放大電路參數(shù)相同。由于前面超聲回波信號(hào)處理電路的可控增益放大電路已經(jīng)將超聲回波放大到峰峰值1 V了, 所以此處放大電路設(shè)定為增益固定, 放大四倍, 這樣就可以得到峰峰值4 V的超聲回波信號(hào)[7]。

  本文實(shí)驗(yàn)選擇浙江迪元儀表有限公司的超聲波流量計(jì)換能器, 50 mm口徑管道, 在零流速下進(jìn)行實(shí)驗(yàn), 并且通過使用注射器向管道中打入氣泡使超聲回波信號(hào)產(chǎn)生幅值整體衰減, 來模擬實(shí)際測(cè)量過程中的干擾導(dǎo)致超聲回波幅值整體衰減的情況。通過在本文設(shè)計(jì)的系統(tǒng)上進(jìn)行的觀測(cè), 數(shù)據(jù)的采集、處理與分析, 實(shí)驗(yàn)方案的驗(yàn)證。圖6所示為實(shí)驗(yàn)管道與注射器, 圖7所示為系統(tǒng)硬件平臺(tái)。

  采集20組數(shù)據(jù), 分別在不采用AD采集的包絡(luò)線相關(guān)法進(jìn)行識(shí)別矯正和采用AD信號(hào)包絡(luò)線相關(guān)法進(jìn)行識(shí)別矯正兩種情況下計(jì)算渡越時(shí)間差, 觀察包絡(luò)線相關(guān)法對(duì)于錯(cuò)波現(xiàn)象的識(shí)別矯正成功率。如表1即為測(cè)量數(shù)據(jù)。

  由表1可以看出, 在20次測(cè)量中, 出現(xiàn)8次“錯(cuò)波”現(xiàn)象, 使用包絡(luò)線相關(guān)法能夠?qū)?次“錯(cuò)波”情況全部檢測(cè)出來, 并且依據(jù)包絡(luò)線相關(guān)法校正后的數(shù)據(jù)符合實(shí)際情況。由此可以得出, 包絡(luò)線相關(guān)法對(duì)于“錯(cuò)波”情況檢測(cè)的成功率較高, 依據(jù)基于AD采集的信號(hào)處理和包絡(luò)線相關(guān)法的結(jié)論對(duì)渡越時(shí)間差數(shù)據(jù)進(jìn)行修正的可靠性較高。